用ML4835设计室内可调光小型荧光灯电子镇流器
用ml4835设计室内可调光小型荧光灯电子镇流器
本文详叙了一种低损耗的建筑用可调光镇流器的设计，它采用ml4835电子镇流控制器ic，以microlinear公司的ml4835eval板为基础。
当工作电压超过102v～138v范围时，ml4835eval板作为功率因数校正的65w电子镇流器，它接受0～10vdc控制、具有20∶1调光范围，控制两只串接的32wpl?t紧密型荧光灯管。灯管采用预热、点亮和调光的运行模式，是一频率变化范围宽、不重迭的变频器拓扑。图1给出了这种120v的电子镇流器设计框图。图2则给出了完整的ml4835eval电路图。
cfl小型荧光灯被设计为工作在要求全照度和可调光的，其镇流器充分显示了该ml4835镇流控制器ic的如下特性：
（1）工作在镇流变频器频率下的连续电流模式
（pfc）用以降低传导emi和二极管损耗；
（2）总谐波失真小于10％；
（3）可编程的三重频率起动程序用以延长灯管寿
命，简化灯管网络设计，以及在任意调光能级无全功率闪光时起动灯管；
（4）具有单片热保护功能和灯管熄灭检测电路；
（5）灯管寿命终结保护或功率限制功能；
（6）根据由调光控制器或传感器来的0～10vdc
图1120v镇流器设计的方框图
图2可调光cfl镇流器原理图（原图，未做格式化处理）
电压可控制小型荧光灯光输出变化100％～5％；
（7）按可编程的时间间隔自动再起动灯管。
1功率因数校正器（pfc）的设计
（1）选择pfc输出电压vb
因pfc采用升压式变换器，则：vb>×vin(max)
式中：vb为pfc输出电压；
vin为输入线电压有效值。
为了能在具有较小变化的220v电压工作则：
vb>(1.414)×(1.1)×220(1)
即vb>342vdc（采用380vdc）。
（2）计算升压电感数值
由于在该功率范围内工作的灯管频率接近40khz，故选用小号的铁氧体磁芯。ml4835?pfc电路工作在连续的电感电流模式。该磁芯的典型应用电感数值可由下式求出：l=mh(2)
式中：l是t1绕组（6、10）的电感值；
fmin是变频器的最低频率；
vin=90v是开始调节的线电压值；
po是向灯管输出的功率。因此有：l==1.5mh（采用3.5mh）
（3）电流传感电阻的数值
为了确定电流传感电阻的最大值r1，应求出流经它的峰值电流。该峰值电流由时钟频率电流icp与线路频率电流inp组成。
在vin(min)时的占空比d为：d=1－(3)
式中：vin=90v；
vb=380vdc。
因此得到d=0.67。
图3灯管网络
（a)灯管网络等效电路(b)灯管网络的电容
t==25×10－6s=25μs
ton=dt=0.67×25×10－6=16.6×10－6s=16.6μsicp=(4)所以：icp==0.30a并且有：inp==1.02a
这样就能得到流经r1的总峰值电流ir1：
ir1=0.30＋1.02=1.32a
r1的最高电压被电流限制门槛置位于－1.0v，所以r1的最大值为：r1=1.0/1.32=0.755ω（选用0.33ω）
（4）选择斜坡电容c24
斜坡电容器c24的数值可由式（5）求出：c24=(toff－tdis)×（5）
式中：toff=t×(1－d)=8.38μs；
tdis≌321×ct≈0.68μs；
peao(max)=6.1vdc；
ri=22kω（ic内部电阻）
因此可得到：c24=1.1nf
这是c24的最大值，可用于在90v时起动调节。然而其实际值较小，这是因为r2和c4对电流脉动有整形作用。r2和c4衰减大的高频开关尖峰，它流经r1引起电流脉动。现选用c24数值为470pf。
（5）功率因数校正误差放大器输出（peao）的补偿（2脚）：
补偿网络的典型设计是分别在3hz与30hz处引入一个零点和一个极点。
2灯管网络的设计
2?1灯管网络功能
灯管网络的主要功能是：
（1）以谐振方式把灯管的电弧电阻rl变换成变频器两端的一只能消耗灯管的满载额定功率的电阻rin。
（2）当用于可调光场合时，它必须维持阻抗与频率的相应关系，即在频率升高时将单调地减小供给灯管的电流，而且维持灯管两端有足够的电压，使之在整个调光范围内都能工作。
良好的镇流器设计需要了解许多灯管的使用数据。高频灯管的数据需要考虑到：①参考的镇流器特性；②工作特性；③点火特性；④调光曲线和阴极加热的必要条件。
除调光曲线外，该32wpl?t的数据可从菲利浦照明公司（philipslightingcompany）得到。对高频灯管进行测试方可绘出调光曲线。
2?2灯管网络设计程序
用于灯管网络设计的推荐程序是：
（1）根据pfc电路和灯管数据计算rin和rl。
（2）选择恰当的网络拓扑。
（3）用一个扩展图表格式写出网络设计方程式。虽然有各种方法用于设计谐振网络，本网络设计仍采用阻抗变换技术来完成。通常，这种方法要求把电阻值分配给网络中每个电感线圈的输入与输出端，如图3（a）所示。这些数值限定了变换的量值和方向。利用各部分变换的q值qtrs，可求出网络元件的电抗值：qtrs=(6)
式中r1和r2是变换的电阻。如果r1是输出电阻，那么变换则是向下方的，r1总是接到网络的并联元件两端。如果r1是输入电阻，那么变换则是向上方的。网络的各部分设计在输出端能定时起动。
（4）选择满载功率时的工作频率fmin，并按步骤（3）求出电抗元件的数值。
（5）利用步骤（4）中求出的元件值，写出一组网络工作方程式。该工作方程式用灯管起动电阻rl和把串联等效元件变换为并联元件，再把它们和其它并联元件综合之后写出。然后这些并联元件再反变换为串联等效元件，再把它们和其它串联元件综合。这一过程继续到网络的输入。无论rl是接到串联元件还是接到并联元件，该过程都是相同的。
图4增大rl和xt对qin的影响
如果设计的方程式是正确的，那么最后的变换将是三个元件串联的结果：一个感抗，一个等值的容抗，一个数值为rin的电阻，第一个网络元件（在本设计中是l3），是一串联元件。该组方程式限定了网络中每个节点的工作条件，通过节点的电流和所有元件两端的电压，以及相位关系。
（6）利用灯管调光曲线、电弧电压与电弧电流的相应关系，算出曲线不同点所对应的灯管电弧电阻rl。见图4中的电弧电阻曲线。以rl来替代网络工作方程式中的这些电弧电阻值，然后调节频率求出相应的灯管电弧电流。
从最小的rl开始，每个逐次的rl值应需要更高的频率来求出对应的电弧电流值。这就核实了带有灯管的网络调光性能，并绘制出图4中所示的频率曲线。作某些调节，能使设计参数较好地匹配灯管调光网络。例如在设计方程式中用rl=900ω阻值，代替由灯管数据计算的632ω，以扩展q值缩减t型网络的影响、降低灯管电流。
（7）根据灯管点火数据，求出预热期间加在灯管两端所允许的最大电压vpht。在网络工作方程式中采用很高的电阻rl时，是表明在开路状态，再调节频率求出一个电压值，它稍低于vpht。存在两个频率值，选择较高的fpht。
（8）根据灯管点火数据，求出点火所需要的最小电压vst。在网络工作方程式采用高的阻值rl，然后调节频率得到一个高于vst的电压值。将会存在两个频率值，选择较低的fst。
2?3灯管网络设计
（1）求解网络元件的数值
首先是计算两个串联灯管的rl值：rl==632ω
式中：vl和il分别是灯管电压和电流，它们是在全亮强度时的值。然后求ein：因方波的基波有效值电压是其峰?峰值的/π倍，即
ein=0.45×vb=171v所以：rin=≈390ω
式中：po=（灯管电弧功率＋灯丝功率）/（效率）=(64＋1)/0.88≈75w。
因此该网络应把632ω的灯管电阻，转变成变频器的390ω，以产生75w功率。
（2）选择网络拓扑
由于rl大于rin，一个低通lc网络（串联的l和并联的c）与接在c两端的灯管，可以提供基本的灯管网络功能。
该典型网络用于ml4831eval和ml4833eval电路板，它们设计工作在线性的灯管。然而小型荧光灯cfl的调光特性与线性灯管有很大差别，会使采用该网络拓扑变得不切实际。图5给出了加在两个串联32wt8型（线性）灯管和32wpl?t（小型荧光灯）灯管两端的电压曲线，是在它们调光10％时测量的。要注意到小型荧光灯cfl两端的电压增加到大于80％时，在线性灯管的两端电压变化却只有20％左右。
图5施加在32wt8和32wpl?t两种灯管上的电压
由于灯管接在并联电容器两端，所以当调光器指示电弧电阻和q值有相应较大的增加时，在小型荧光灯两端的电压会大幅升高，即：
q=rl/xc
然而当调光时加在灯管的高电压增加，此时需要低的网络q值。为了克服这个性能上的矛盾，在低通网络之后设置一个高通t型网络来驱动灯管，即由一只串联的电容器c13来驱动灯管，当灯管调光时它会减小网络的q值。即：
qo=xc13/rl
这些网络组合成一个低通l环节跟随一个高通t环节（两个高通l环节背对背），它是作为变压器耦合的t型l环节，见图3(a)。
低通lc网络的q值qin，可做得大于高通t网络的输出q值qout，以正确地实现网络的频率响应。
（3）网络工作的说明
当灯管调光并且qout减小时，c13的等效并联电抗xc13p变大，这是因为：xc13p=xc13×（7）
把xc13p与变压器的副边电抗（t的分流引线）结合，变换到原边时为xt。变压器t的输入q值qm可做得很小：qm=，以及xc12=qm×rm（8）
所以xc12也小到允许xt并联在c11，成为lc的并联电容，见图3（b）。
当rl更大并且xt变为更呈电感性时，xt与xc11的的复合电抗增大，引起qin降低。这种影响可以从图4中的关系曲线看出。由于频率曲线的斜率随灯管电流变化，与网络的q值成反比。
所以当灯管调光使曲线的斜率变得更陡时，表明网络的q值减小。该网络在频率单独增大50％时，将灯管调光在全发光输出时的5％。低的调光频率能使寄生电流的损耗最小，并允许灯管以遥控方式设置。
（4）选择fmin和求出网络元件的数值
在选择了恰当的网络拓扑、并分配了变换电阻之后，再计算变换的q值和求出网络的元件数值。例如在图3(a)中的低通lc网络，选择r1=1740ω作为它的输出电阻器rm，选择r2=390ω作为它的输入电阻器rin，因此输入q值qtrs将是1.86，从而有：xc11==－935ω，以及xl3=1.86×390=725ω
为了能使用标准电容器c11=4.7nf，选择的频率值为fmin=36.2khz。实际fmin稍微提高到40khz，以改进调光性能。fmin是由r19阻值来设定。选择c20=1.5nf，以便在栅极驱动信号之间产生一个合理的死区时间。
（5）选择预热时的频率fpht
如网络设计程序（7）所述，选择fpht=64.5khz，以设置灯管两端的电压为350v。根据选择的r18阻值来设置频率，并由r22和c21数值来设置预热的间隔时间为0.9s。
（6）选择灯管的点火频率fst
如网络设计程序（8）所述，选择fst=48.5khz。按rt2的阻值来设置频率。
（7）灯丝电压和阴极电压
阴极加热通过在灯管两端放置的一个小变压器来获得。在调光情形之下这是理想的位置，因为对调光灯管阴极加热是额外的。在预热期间，变压器匝数比由灯管两端的电压来确定。由philips照明提供的镇流器指南建议预热时间为1s，灯丝电压应在3.9v～5.2v。当预热时间为0.9s时，电压调节在4.8v。这是因为在预热期间加在灯管两端的电压为352v，其匝数比为74。在全发光强度时的灯丝电压是2?8v，并以5％的速率增加到5?1v。
3镇流器工作说明
（1）灯管的起动程序
ml4835采用可编程的三种频率程序，来进行预热、起动和使灯管满载功率工作。用于设置这三种频率的充电电流是很精确的，由不同的电阻值分别来设定。
预热的频率是最高的，选择它使之在灯管两端产生的电压为350v。该电压足够低以致于不产生大于让灯管发光的25ma电流。灯丝变压器的原边接在灯管两端，所以在调光期间随灯管电压增加，阴极加热也增强，它对于维持灯管的寿命是很重要的。灯丝变压器t3的匝数比，选择在预热期间使灯丝电压为4?8v。
在预热周期结束之后，频率变为起动频率，它接近负载开路时的谐振频率，以便在灯管两端产生650v的起动电压。灯管初始起动（或者是在灯管熄灭再起动期间里）允许的最大时间，由ml4835设置为0?5s。
这么短的时间容许起动频率借助谐振电容来选择，以致使电感l3的尺寸和成本降到最低，而不致在变频器功率开关管mosfet上有多余的热应力。在预热期间，灯管反馈放大器的输入端（5脚）和阻断（10脚）是闭锁的。
当灯管点火并且由电流传感变压器t5检测出灯管电流时，闭锁周期结束，变频器频率变为满载时的fmin值。在起动频率时的灯管电流，大约是满载功率的36％，所以当闭锁周期结束时，灯管被驱动在满载功率、或者由灯管电流反馈电路预置的调光能级。这种起动方法使灯管电流在调光之前越过辉光区域，而不会产生满载功率时的闪光。如果灯管电流在起动期间没有被检测出来，则阻断功能起作用。
（2）灯管输出的检测
ml4835采用变频器栅极驱动的占空比阻断方式，由c21和r22设置再起动时间间隔的长短。无负载工况的检测，是通过10脚上采样灯管电流所产生的电压与内部的门限电压的比较来进行的。如果在灯管起动周期的末端，由采样灯管电流所产生的电压不大于门限电压值，那么阻断功能起作用。当阻断时在每个再起动时间间隔内（典型值为6s～10s），可编程起动程序重复进行，所以灯管将不会被损坏。
（3）灯管的调光
荧光灯管的光输出，是与它的电弧功率即灯管的电流和电压的积密切相关的。ml4835赋值电路板控制光输出，它是通过用一只电流传感器t5采样灯管电流（见图2），然后加以整流并把它供给由r14、r1和u1组成的pwm脉宽调制器的分压器（r1和u1是在调光接口部件板上）。
该电路改变电阻的平均值，流经这个电阻的取样灯管电流产生的电压，与pwm信号的占空比成比例，pwm是在灯管误差放大器的（－）输入端（lfa：ic?5脚）。由c15提供平滑滤波。pwm占空比受0v～10v直流电压的控制，它来自一个标准的遥控调光控制器件，或来自蜂窝状el7316a型手控调光器的传感器。
灯管误差放大器lea的（＋）输入端在ic内部接到一个2?5vdc参考电压，它使lea输出电压（6脚）的变化依照总的灯管电流或者希望的发光强度。该电压控制一内部压控振荡器vco，以调节变频器的开关频率。当变频器的频率因灯管网络的阻抗特性而升高时，灯管的电流则降低。
（4）功率检测脚
电阻器r9两端的电压是由r24和c23来平滑滤波的，其直流电平表示由pfc电路供给变频器的功率值。ic?12脚是有1?0v门限电平之比较器的负极性输入端，当过载时关闭ic。该脚可用于限制供给灯管的功率，或者采用一些其它的检测方法，在灯管寿命终止（eol）时闭锁芯片。
4有关性能数据
当工作在概述的测试条件下时，典型的ml4835eval电路板性能列于表1。
表1ml4835eval电路板测试结果
灯管发光强度
5％
10％
100％
单位
输入功率
15
22
79
w
灯管电流
16
32
320
ma
总谐波失真
12
13
2
％
功率因数
0.992
0.991
0.998
5典型的测量波形 图6、图7、图8给出了在eval电路上各点测量的典型示波器波形。测试条件和示波器的设置在每幅照片下给出。波形测量是用电路板向两只32wpl?t灯管提供功率时进行的。 图6给出了功率因数校正器的升压电压波形。变频器的直流母线由交流电网整流后供给。注意120hz（两倍电网频率）的纹波电压迭加在380vdc之上。这是交流电网电压经功率因数校正之后的结果。 图7给出了变频器的输出电压和电流波形。经升压的直流母线电压经q2和q3斩波，在灯管网络输入 图6pfc升压电压波形 （显示设置：垂直50v/格，水平10ms/格） （两只32w灯管在最大亮度，探头100∶1） 图7变频器输出电压、电流波形 （显示设置：垂直ch1=50v/格，方波ch4=2ma/mv 水平：5ms/格。) (两只32w灯管在最大亮度时，120vac） 图8灯管的电流和电压波形 （显示设置：垂直ch1=100v/格（较高的波形） ch4=2ma/mv 水平：5ms/格，其它同上） 端（q2与q3结点）产生方波。输入网络的电流与电压波形，设计在最低工作频率（满功率）时接近40°电感性相位。当调光电平在最大与最小之间转换时，由于灯管的发热滞后，为防止瞬时的电容性工作，这一感性相位是必要的。因频率增大将产生更大的感性相位角，故应保证零电流开关。 图8比较了灯管的电压与电流波形。灯管在典型的高频工作时有同相关系，当工作超过60hz指示灯管效能增加时，相位差很重要。灯管电流的波峰因数约为1?4，它低于1?7极限值。用户要注意调光时灯管电压的快速增大，它由“负的”高动态电阻引起，是小型荧光灯管的一个特点。
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